ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で
“ＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４”をシミュレートする
今を去ること四半世紀前の１９７９年頃、ラックスキット（株）から「創るたのしみ＋聴くたのしみ＝￥２４，０００」というふれ込みでＡ８０１（ＭＯＮＡＵＲＡＬ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰ）、Ａ８０２（ＳＴＥＲＥＯ ＰＯＷＥＲ ＡＭＰ）、Ａ８０３（３Ｄ・ＣＨＡＮＮＮＥＬ ＤＩＶＩＤＥＲ）、Ａ８０４（ＳＴＥＲＥＯ ＰＲＥＡＭＰＬＩＦＩＥＲ）、Ａ８０５（ＧＲＡＰＨＩＣ ＥＱＵＡＬＩＺＥＲ）というシリーズキット製品が各２４，０００円で販売されていた。ということを最近１９７９年の「無線と実験」誌を幾つか入手して知ったのだった。１９７９年４月号のＮｏ−３３“ステラボックス用ＤＣ録音アンプの設計と製作（製作編）”を読んでいたら、その後ろにこのＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４の製作記事が続いていたのである。まぁ何となく眺めてみたのだが、なんとその回路図には面白い回路が載っていたのだった。それがこの回路である。
Ａ８０４はステレオプリアンプであり、ＭＭ用と思われるフォノイコライザーとフラットアンプにより構成されているのだが、これはそのうちフラットアンプの方である。
シンプルプリアンプと銘打っているだけあってメーカー製にしては大変シンプルな構成なのだが、注目したのはただ一点である。この回路、あと一歩で“完全対称型”ではないか。が、Ｎさんという方によるこの製品の組み立て記事においてもこの回路構成の終段はエミッタフォロア＋定電流回路と解説されている。無理はない。Ｋ先生の“完全対称型”が出現した１９９３年〜１９９４年においてさえＭＪ界隈ではその意味を理解しえなかったのだし。まぁ、定義の問題なのでエミッタフォロアと呼ぶのであればそれでも良いのだが、これをエミッタフォロアと解している限りは“完全対称型”へのあと一歩には永遠に至ることが出来ない。無論この製品の設計者は教科書通りのエミッタフォロアなどと考えていたはずはないと思うし、案外“完全対称型”とこの定電流型とを比較してこちらを選んだのかもしれない。な〜んて（＾＾；
さてこの回路図、実はＡ８０４オリジナルに完全に忠実ではない。オリジナルの初段は２ＳＫ１２９というデュアルＦＥＴである。高ｇｍのＦＥＴだったらしいがデータもなくモデルもないのでここでは２ＳＫ１１７で代用している。終段も２ＳＣ１６２６という東芝製のトランジスタで、２ＳＣ１１６１程度のスペックを有するものが起用されていたようなのだが、これもモデルがないので２ＳＣ９６０で代用した。そのほかにも忠実でない部分が多少ある。
早速入力に１Ｖａｃを入力しそのオープンゲイン周波数特性とその位相特性を観る。
その動作点はこのとおりだ。「初段から出力段まですべての回路に十分な電流を流して、トランジェント歪みを大幅に減少、・・・」と銘打っているだけあって出力段には大分大きな電流を流している。出力段に２ＳＣ１６２６（Vcbo=80V、Vceo=80V、Ic=750mA、Pc=15W、fT=100MHz、Cob=15pF）というミニパワーＴＲが起用されているのもこのためだろう。
２段目差動アンプに起用されている２ＳＡ８３６のスペックはVcbo=-55V、Vceo=-55V、Ic=-100mA、Pc=200mW、fT=200MHz、Cob=2pFと立派なものである。日立製のローノイズＴＲだ。
なお、負荷はパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩである。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時８２．５ｄＢ、１０ｋΩで９２．５ｄＢ、１００ｋΩで９５ｄＢ。さすがにメーカー製だけあって大きなオープンゲインだ。クローズドゲイン設定は約２０ｄＢなのでＮＦＢ量は６０ｄＢから７５ｄＢに達するということになる。
が、２段目差動アンプ右側のＢＣ間に入れられた位相補正Ｃ８＝１０ｐＦのワンポール補償が強力で、どの負荷値であってもオープンゲインが２０ｄＢポイントの位相回転は−１１０°程度に収まっており、６０ｄＢから７５ｄＢものＮＦＢを掛けても安定に動作するであろうことが分かる。
その分オープンゲインのｆｃは数ＫＨｚ台であるが、別にその広帯域化を目指すものではないと思われ、設計的にはコスト減を図るために最低限のトランジスタ数で、しかも可能な限り大きなオープンゲインを安定に確保する、といったところなのだろうかと思うが、その意味では流石に上手く出来ている。
（２００４年１０月３１日）
あと一歩は勿論こうだ。
２段目差動アンプ左側と出力段定電流回路をちょっと改変して接続すると、各部動作点を全く変更することなく完全対称型になる。初段トリマー（Ｒ１４，Ｒ１５で表示）でＤＣバランスを取り直すだけで良いのだ。
こちらの方が部品点数が減ってコストダウンの目的にも叶うかも。（＾＾；
こちらのオープンゲイン周波数特性とその位相特性。
動作点はこのとおり。負荷は同じくパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩ。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時８７．５ｄＢ、１０ｋΩで９４．５ｄＢ、１００ｋΩで９５．５ｄＢとＡ８０４オリジナルより負荷１ｋΩ時で５ｄＢ、１０ｋΩ時で２ｄＢ、１００ｋΩ時で０．５ｄＢ増加した。のは、出力段がシングル動作からプッシュプル動作になったため出力段の利得が倍（＋６ｄＢ）となったからだろう。が、負荷が大きくなるほどにその理想から外れてしまうのは２段目差動アンプ右側の出力インピーダンスが有限でそもそも理想から外れているからである。
ということではあるが、Ａ８０４オリジナルの定電流型とこの完全対称型の比較では、この完全対称型の方が多少ともオープンゲインが大きく、超高域の位相回転具合から見たＮＦＢ安定度もかえって高そうであるし、何より部品点数も少なくコストダウンが可能ではないかという点でこちらの完全対称型の方がメーカー的にも良いように思えるのだが、残念ながら採用されなかったようだ。まぁ実際のところ完全対称型の方は実機では出力段に何らかの温度補償が必要となると思われるので、それも考慮すると定電流型の方が合理的ということかもしれない。（＾＾；
完全対称動作をより理想に近づけてみよう。
そのためには２段目差動アンプ右側にカスコードアンプを付加すれば良いのである。部品は３点増加してしまうがこれで当初のオリジナルＡ８０４の定電流回路分ぐらいだ。
動作点。
当然だが、こちらも初段トリマーでＤＣバランスを取り直すだけ。
負荷は同じくパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩ。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時９０ｄＢ、１０ｋΩで１０４ｄＢ、１００ｋΩで１０８．５ｄＢとカスコードアンプの追加で負荷１ｋΩ時で２．５ｄＢ、１０ｋΩ時で９．５ｄＢ、１００ｋΩ時で１３ｄＢも増加した。負荷が大きいほどに増加度合いが大きいのは正しく完全対称型としての動作が理想に近づいた証左だ。
Ａ８０４オリジナルと比較すると負荷１ｋΩ時で７．５ｄＢ、１０ｋΩ時で１１．５ｄＢ、１００ｋΩ時で１３．５ｄＢの増加である。
負荷１０ｋΩで１００ｄＢを超えるというオペアンプ並みのハイゲインだが、その位相特性からすると楽に９０ｄＢ程度のＮＦＢは掛けられそうだ。非常に特性の良いフラットアンプになりそうだ。と思うのだがどうだろう。
せっかくなので完全対称動作をさらに理想に近づけてみる。
出力段ＴＲにエミッタ抵抗を入れその電流帰還効果で出力段自体の出力インピーダンスを高めるのである。さらに部品は２点増加してしまうが、これには出力段の温度補償効果も期待できるので実機としての実用性も問題がなくなることを勘案すれば加えるのは良い選択だろう。
こちらは初段トリマーでＤＣバランスを取り直すだけではだめで、２段目差動アンプの共通エミッタ抵抗値も変更して動作点を調整する必要がある。ここでは出力段のアイドリング電流をこれまでの事例にほぼ揃えてこのとおりである。
負荷は同じくパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩ。
果たしてそのオープンゲイン、位相特性はどうなるだろう。
おおっ！
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時８２．５ｄＢ、１０ｋΩで１００．５ｄＢ、１００ｋΩで１１０．５ｄＢ。
と、出力段エミッタ抵抗の電流帰還作用のために負荷１ｋΩ時こそオリジナルＡ８０４と同じオープンゲインに下がってしまったが、負荷１０ｋΩでは１０５ｄＢ、負荷１００ｋΩ時はこれまでで最大の１１０．５ｄＢと、電流帰還作用によるゲインの低下を補って余りある結果だ。
高負荷になるほどにゲインの伸びが大きくなっているのは完全対称動作がさらに理想に近づいている証拠である。イデア界における理想状態では負荷が１０倍（２０ｄＢ）になれば利得も１０倍（＋２０ｄＢ）になる。ここではそれが１ｋΩから１０ｋΩで＋１８ｄＢ、１０ｋΩから１００ｋΩで＋１０ｄＢである。イデア界ならぬこの世はそもそも理想からはほど遠い世界なので完全な理想は求めても得られないのが宿命だ。が、これまでの中ではかなり理想に近づいた理想的結果だ。（＾＾）
（２００４年１１月３日）
オリジナルＡ８０４の終段は定電流型であるがそのプラス側は完全対称型だ。言うなれば半完全対称型である。よってこの動作をより理想に近くなるようにすればＫ式完全対称型同様の効果を期待できるかも知れない。
そこで先ずは２段目差動アンプ右側にカスコードアンプを入れその出力インピーダンスを高め、その効果を観る。
動作点。
当然だが、こちらも初段トリマーでＤＣバランスを取り直すだけ。
負荷は同じくパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩ。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時８４ｄＢ、１０ｋΩで９９．５ｄＢ、１００ｋΩで１０６ｄＢとカスコードアンプの追加でオリジナル比で負荷１ｋΩ時で１．５ｄＢ、１０ｋΩ時で７ｄＢ、１００ｋΩ時で１１ｄＢも増加した。負荷が大きいほどに増加度合いが大きいのは正しく完全対称型としての動作が理想に近づいた証左だから、この定電流型もその終段動作は（半）完全対称型の範疇にあるのだ。が、ＰＰ動作ではなくシングル動作なのでそのゲインは完全対称型に比較するとそれぞれ−６ｄＢ以上小さくなっているという訳だ。
であれば、完全対称型と同様終段にエミッタ抵抗を加え終段自体の出力インピーダンスを高めれば、さらに理想的な完全対称動作に近づくはずだ。早速やってみよう。下側定電流回路のＴＲには最初から５６Ωのエミッタ抵抗が入っているし。（＾＾；
こちらも２段目差動アンプの共通エミッタ抵抗値を変更して動作点を調整する必要がある。出力段のアイドリング電流をこれまでの事例にほぼ揃えてこのとおりだ。
負荷はパラメトリックに１ｋΩ、１０ｋΩ、１００ｋΩなのは同じ。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時７６．５ｄＢ、１０ｋΩで９４．５ｄＢ、１００ｋΩで１０６．５ｄＢと、同様な状態とした完全対称型に比べて１ｋΩ時と１０ｋΩ時は−６ｄＢ、１００ｋΩ時で−４ｄＢであり、ＰＰ動作とシングル動作の差だけの違いという結果である。
その結果はアンプ動作が理想的完全対称動作により近づいたということを表しているのだが、残念ながら負荷１ｋΩ時のオープンゲインはオリジナルＡ８０４に比較する６ｄＢも低下してしまったのである。
よってＮＦＢ後の歪率は倍になってしまうことが想定される。とまぁ、わたくし的にはこちらの方がずっと良いと思うのだが、素子を余計に使ってコストアップし、スペックは悪化するとなれば、これがメーカーに採用される筈はないわなぁ。（＾＾；
さて、本来の完全対称型に戻って、オープンゲインが低域において負荷１ｋΩ時８２．５ｄＢ、１０ｋΩで１００．５ｄＢ、１００ｋΩで１１０．５ｄＢではまだ足りない。となるとどうすべきか。と考えた場合はこのように初段の負荷をカレントミラーにするのがひとつの方法だ。ついでに初段２ＳＫ１１７のｇｍを最大限活用するためにオフセット調整用のトリマーをそのエミッタ側からカレントミラー側に移してそのミラー率の変更でオフセットを調整する方法に変更する。ここではＲ１７とＲ１８がそのトリマーを表現している。
初段の変更に伴い終段アイドリング電流がこれまでと同様程度になるように初段、２段目の動作点を調整した。結果がこうだ。
オープンゲインは低域において負荷１ｋΩ時９４ｄＢ、１０ｋΩで１１２ｄＢ、１００ｋΩで１２２ｄＢと、カレントミラー導入前に比較して負荷１ｋΩ時、１０ｋΩ時、１００ｋΩ時とも＋１１．５ｄｂの増加である。カレントミラー導入によって初段から２段目への電流伝達率が向上した結果だ。が、その分位相補正Ｃのドライブインピーダンスが高くなりｆｃはさらに低域に下がって本当にＩＣオペアンプ並みになってきた。
唐突だがこれにＫ式ＭＣイコライザーのＮＦＢ素子を負荷として接続してみよう。
おおっ！
って、なんと理想ＮＦ型イコライザーのような結果ではないか。
凡例左からアンプ出力点の電圧利得（青色）、ＮＦＢ電圧（ピンク）、その差でＮＦＢ後の理念的クローズドゲイン（緑）、アンプ出力点の電圧の位相（黄色）、ＮＦＢ電圧の位相（水色）。
問題はＮＦＢ電圧（ピンク）とその位相（水色）なのだが、理想ＮＦ型イコライザーのイデア的状態はＮＦＢ電圧（ピンク）が周波数にかかわらず一定であり、その位相（水色）は周波数にかかわらず０°であるべきところ、この結果は非常にその理想状態に近い。１０Ｈｚからなんと１００ｋＨｚの範囲においてはＮＦＢ電圧は５５ｄＢ〜６７ｄｂと１２ｄＢ以内に収まり、その位相も＋８°〜−３３°程度の範囲に収まっている。
確かにこれは完全対称型であって、終段の出力インピーダンスＮＦＢ前は高いのであるからさもありなん。とも思えるが、果たしてこの結果は本当に理想ＮＦ型イコライザーが実現している結果なのだろうか。（＾＾；
もしやＡ８０４の定電流型でも理想ＮＦ型イコライザーが実現するのではなかろうか。
こちらも終段のアイドリング電流がこれまで同様１７ｍＡ程度になるように動作点を揃える。
問題は同様にＮＦＢ電圧（赤）とその位相（黄色）なのだが、こちらは１０Ｈｚから１００ｋＨｚの範囲においてはＮＦＢ電圧は５５ｄＢ〜６６ｄｂと１１ｄＢ以内に収まり、その位相も＋１２°〜−３１°程度の範囲に収まっており、上の完全対称型よりも理想に近いという結果ではないか。（＾＾；
で、ちょっと訳あって上の定電流型の２段目を差動からシングルに変更する。また、終段上側のＴＲのエミッタ抵抗も取り去った。２段目をこのようにシングル動作にした場合はそのエミッタに抵抗が入ると電流帰還ＮＦＢが掛かってしまうので（差動動作の場合は共通エミッタ抵抗が入っていても電流帰還ＮＦＢは掛からない。）、差動の場合と同等条件にするためにはこれを取り去ってしまう必要がある。
初段差動アンプの共通エミッタ抵抗を増やす程度でうまく動作点の調整は出来た。
お〜お。これでもまだ理想ＮＦ型イコライザーの面影のある結果ではないか。
ＮＦＢ電圧（赤）は１０Ｈｚから１００ｋＨｚの範囲において５２ｄＢから６５ｄＢと１３ｄＢの範囲に収まっており、その位相（黄色）も＋５°〜−３８°と４３°以内に収まっている。上の場合でＮＦＢ電圧が１１ｄＢ以内でその位相が４３°以内であったからほぼ同等の結果である。
と、まぁ色々やってみたのは、この回路がＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４のフォノイコライザーの回路だからである。（＾＾；
ＭＪ１９７９年４月号に掲載されたその回路図はこうで、２段目の描き方がちょっと違うので一見別物のようにも見えるがよく見れば全く同じものだ。オリジナルの方には２段目のベース−電源間にステップ型位相補正が加えられ、位相補正Ｃも２２ｐＦと大きい点がちょっと違うと言えば違うぐらいだろう。
なお、オリジナルＡ８０４はイコライザー素子の定数もこれとは異なっているが、ここでは比較のためＫ式の素子定数を使っている。
動作点はこう。
位相補正Ｃが２２ｐＦと倍になり、さらにステップ型位相補正が加わっているため多少の違いが出ている。ＮＦＢ電圧（赤）は１０Ｈｚから１００ｋＨｚの範囲において４６ｄＢから６５ｄＢと１９ｄＢの範囲とやや乖離が大きくなったのはステップ位相補正のせいと思われるが、その位相（黄色）は−３°〜−４０°と３７°以内となりかえって狭い範囲に収まっている。
この結果からみると今から３５年前のＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４のフォノイコライザーはまるで理想ＮＦ型イコライザーを実現していたかのようだ。
果たしてどうだろうか。な〜んて。（＾＾；
本当のところは設計者に聞いてみなければ分かるはずもないのだが、客観的にみると残念ながら、多分似て非なるものだろう。（＾＾；
何故なら、理想ＮＦ型イコライザーと併せて完全対称型の理念があるならば以下のような回路になって然るべきだからである。
先ずはＫ式完全対称型。
違いは終段だ。ここはハイインピーダンスのＮＦ素子を電流ドライブするため高い出力インピーダンスを確保しなければならない。よってある程度高いエミッタ抵抗が必要なのだ。
動作点はこう。
結果はこう。
ＮＦＢ電圧（ピンク）は１０Ｈｚから１００ｋＨｚの範囲において７０ｄＢから７７．５ｄＢと７．５ｄＢの範囲に収まり、その位相は１０Ｈｚから２０ｋＨｚの範囲では＋１２°〜−８°と０°に非常に近い範囲に収まっている。と言う割には１００ｋＨｚでは大きく乖離しているではないか（−−）という点はあるが、高域に帯域限界がある中で音声帯域である２０ｋＨｚまでにおけるＮＦＢ電圧の位相が０°に極近いというのが理想ＮＦ型イコライザーのキモなのだ。
どこが違うのか？
それはオープンゲインの電圧利得特性である。比べると似ていると言えば似ているもののよく見れば全く違うのである。
Ｋ式の理想ＮＦ型イコライザーを実現するアンプのオープンゲインはその電圧利得特性自体がＲＩＡＡ特性なのである。これに対してＡ８０４の方は単純に大きなワンポール位相補正でファーストポールが数１０Ｈｚ台にあり、このため利得特性が完全と言っていいほどに−６ｄＢ／ｏｃｔの下降特性になっている。ところがこの−６ｄＢ／ｏｃｔの下降特性がたまたまＲＩＡＡの下降特性に近似しているといえば近似しているのだ。そしてこのことがＡ８０４を理想ＮＦ型イコライザーのように見せた所以のところなのである。言うなればたまたま理想ＮＦ型イコライザーに似たのである。
Ａ８０４を理想ＮＦ型イコライザーに改造しよう。
それにはちょっと終段を改造し、併せて不要な位相補正を排除すれば良いのである。
動作点。
ＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４の終段定電流型でもちゃんと理想ＮＦ型イコライザーが実現することがこれで分かる。Ｋ式どおりの完全対称型でなくとも大丈夫なのだ。しかも何だか完全対称型よりこちらの定電流型の方がより理想的な理想ＮＦ型イコライザーとなっている、ように見えるのだが如何だろうか。気のせいかな（＾＾；
ＬＵＸＫＩＴ Ａ８０４は、これとの比較も行った上で、理想ＮＦ型イコライザーとほぼ同様な結果が得られ、さらに「初段から出力段まですべての回路に十分な電流を流して、トランジェント歪みを大幅に減少、・・・」という必要からあえてＩＣオペアンプ型の位相補正を採用したのである。
な〜んてことはないわなぁ・・・と思うのだが、案外あったりして（＾＾；
最後に毎度のお断り。
以上のシミュレーション結果及びその解釈にはなんの保証もないので悪しからず。また登場したシミュレーションモデルについては何もお答えできないので重ねて悪しからず。（＾＾；
（２００４年１１月９日）
